Разделение сигналов. Частотное разделение сигналов. Временное разделение сигналов. Разделение сигналов по форме (кодовое). Фазовое разделение сигналов

Для разделения сигналов могут использоваться не только частота (ЧРК) и время (ВРК), но и форма сигналов. Разделение каналов по форме пока не нашло такого широкого использования, как частотное и временное. Его настоящее применение и перспективы в наибольшей степени связаны с множественным доступом в мобильных и спутниковых системах. В мобильной связи кодовое разделение рассматривается как один из основных видов обеспечения множественного доступа в плане реализации концепции развития систем мобильной связи IМТ-2000.

Технология разделения каналов по форме предполагает возможность одновременной работы группы разнообразных радиосредств (мобильные терминалы, отдельные радиостанции, земные станции спутниковой связи и т. д.) в общей полосе частот . Сигналы радиосредств образуют суммарный (групповой) сигнал , который поступает на приемные устройства пользователей. Взаимная ортогональность сигналов обеспечивает корреляционному приемнику выделение необходимого сигнала из .

Асинхронно-адресные системы связи

В ряде случаев осуществить точную синхронизацию затруднительно. С этим приходится сталкиваться, например, при организации оперативной связи между подвижными объектами (автомобилями, самолетами) или при организации оперативной связи с использованием искусственных спутников Земли в качестве ретрансляторов. В этих случаях могут быть использованы системы асинхронной многоканальной связи, когда сигналы всех абонентов передаются в общей полосе частот, а каналы не синхронизированы между собой во времени. В системах со свободным доступом каждому каналу (абоненту) присваивается определенная форма сигнала, которая и является отличительным признаком, "адресом" данного абонента, отсюда и название асинхронно адресные системы связи (ААСС).

Адрес абонента может кодироваться в виде псевдослучайных (шумоподобных) сигналов или в виде последовательности нескольких радиоимпульсов с одинаковым или различным частотным заполнением. Если радоимпульсы имеют различное частотное заполнение, то говорят, что адрес кодируется в виде частотно-временной матрицы (ЧВМ). Адреса различаются как интервалами времени между радиоимпульсами, так и частотами их заполнения.

Рассмотрим принцип работы ААСС на основе обобщенной структурной схемы (рис. 8.15).

Передаваемые сообщения, полученные от источников , подвергаются импульсной модуляции. В одних системах используется ФИМ, в других - некоторые разновидности дельта-модуляции. Затем каждый импульс, полученный в результате первичной импульсной модуляции, преобразуется в адресную последовательность из импульсов, разделенных паузами .

Формирование адресных последовательностей осуществляется с помощью линии задержки (ЛЗ), имеющую отводов, как показано на рис. 8.15.

Для формирования адреса используется только отводов из , причем для другого адреса применяется другое сочетание отводов. Эти импульсов различаются частотой своего заполнения (всего таких частот в системе уплотнения ) и могут занимать различных положений во времени. Для примера, на рис. 8.16 представлен вариант построения таких адресных последовательностей для системы с и .

Таким образом, импульс, полученный в результате первичной импульсной модуляции сообщением, разделяется в линии задержки на импульсов. Каждый из этих импульсов может занимать одно из положений во времени и передается на своей частоте.

Варьируя положения импульсов во времени относительно первого импульса, а также частоты заполнения импульсов, можно получить большое число адресных кодовых комбинаций (большую кратность уплотнения).

Каждый индивидуальный приемник представляет собой нелинейное устройство, содержащее линии задержки и схему совпадения (СС), и реагирует только на определенную последовательность радиоимпульсов (рис. 8.17). Приемник имеет полосовых фильтров , настроенных на соответствующие частоты. Выходные импульсы каждого фильтра детектируются и поступают на линии задержки, спроектированные в соответствии с присвоенным данному приемнику адресом так, чтобы все импульсов на выходах совпали по времени. На нелинейной схеме совпадений (СС) появляется импульс только при том условии, что задержанные входные импульсы во всех ветвях совпали. Если же с выходов линий задержек на вход схемы совпадения хотя бы один из импульсов поступает неодновременно с остальными, то сигнал на выходе СС не появится. Благодаря этому приемник реагирует лишь на присвоенную ему адресную кодовую комбинацию.

Описанный процесс разделения сообщений (т.е. выделения только присвоенной приемнику адресной кодовой комбинации) поясняет рис. 8.17. На вход приемника поступает групповой сигнал, содержащий, в частности, два сообщения (заштрихованные и незаштрихованные радиоимпульсы). Приемное устройство реагирует лишь на присвоенную ему адресную частотно-временную комбинацию, отображенную заштрихованными импульсами, т.е. выделяет сообщение. Импульсы с выхода схемы совпадения преобразуются в принятое сообщение в импульсном демодуляторе (ИД) в соответствии с примененной импульсной модуляцией.

Для того чтобы установить связь с определенным абонентом, достаточно выбрать соответствующие положений индивидуальной линии задержки на передатчике согласно адресной кодовой комбинации. Никаких частотных перестроек в этих системах не требуется, что очень удешевляет аппаратуру и обеспечивает ее надежность.

При частотном разделении каналов (ЧРК) каждое из подлежащих передаче сообщений занимает полосу частот стандартного канала ТЧ. В процессе формирования группового сигнала каждому канальному сигналу отводится неперекрывающаяся со спектрами других сигналов полоса частот . Тогда общая полоса частот N -канальной группы будет равна . Считая, что применяется однополосная модуляция и каждый канальный сигнал занимает полосу частот , для спектра группового сигнала получим

Групповой сигнал преобразуется в линейный сигнал s л (t) и передается по линии связи (тракту передачи). На приемной стороне после преобразования линейного сигнала в групповой, последний с помощью полосовых канальных фильтров Ф К (см. рис. 11.1) с полосой пропускания и демодуляторов Д К преобразуется в канальное сообщение , которое направляется получателям сообщений.

На вход приемного устройства i –го канала одновременно действуют сигналы всех N каналов. Чтобы без взаимных помех разделить сигналы, каждый из фильтров Ф i должен пропускать без ослабления только те частоты, которые принадлежат данному i –му каналу; частоты сигналов всех других каналов фильтр Ф i должен подавлять. За счет неидеальности характеристик полосовых канальных фильтров возникают взаимные переходные помехи между каналами. Для снижения этих помех до допустимого уровня необходимо вводить защитные частотные интервалы между каналами . В современных системах многоканальной телефонной связи каждому каналу выделяется полоса частот 4 кГц, хотя частотный спектр передаваемых речевых сигналов ограничивается полосой 300…3400 Гц, т. е. ширина спектра сигнала составляет 3,1 кГц. Таким образом, в данном случае = 0,9 кГц. Это означает, что в многоканальных системах с ЧРК эффективно используется примерно 80% полосы пропускания тракта передачи. Кроме того, необходимо обеспечить очень высокую степень линейности всего группового тракта.

При временном разделении каналов (ВРК) групповой тракт с помощью синхронных коммутаторов передатчика и приемника поочередно предоставляется для передачи сигналов каждого канала многоканальной системы. Структурная схема многоканальной системы передачи с ВРК приведена на рис.11.2.

В качестве канальных сигналов в системах с ВРК используются неперекрывающиеся во времени последовательности модулированных импульсов (например, по амплитуде). Совокупность канальных сигналов образует групповой сигнал.

При временном разделении также возможны переходные помехи между каналами, которые в основном обусловлены двумя причинами. Первой причиной является неидеальность АЧХ и ФЧХ тракта передачи, а второй – неидеальность синхронизации коммутаторов на передающей и приемной стороне. Для снижения уровня взаимных помех при ВРК также приходится вводить защитные временные интервалы. Это требует уменьшения длительности импульса каждого канала и, как следствие, расширения спектра сигналов. Так, в многоканальных системах телефонной связи полоса эффективно используемых частот F В =3100 Гц. В соответствии с теоремой отсчетов Котельникова минимальное значение частоты дискретизации f Д = 2f В = 6200 Гц. Однако в реальных системах выбирают f Д =8 кГц (с запасом).

Теоретически ВРК и ЧРК эквивалентны по эффективности использования частотного спектра, однако в реальных условиях системы с ВРК несколько уступают системам с ЧРК по этому показателю из-за трудностей снижения уровня взаимных помех при разделении сигналов. Однако системы с ВРК имеют неоспоримое преимущество, связанное с тем, что благодаря разновременности передачи сигналов различных каналов в них отсутствуют переходные помехи нелинейного происхождения. В системах ВРК ниже пик-фактор. Кроме того, аппаратура ВРК значительно проще аппаратуры ЧРК. Наиболее широкое применение ВРК находит в цифровых системах передачи с ИКМ.

Частным случаем временного разделения является разделение сигналов по фазе , при котором можно обеспечить лишь двухканальную передачу .

В общем случае сигналы, занимающие общую полосу частот и передаваемые одновременно, могут быть разделены, если выполняется условие их линейной независимости или условие ортогональности .

Этим требованиям удовлетворяют сигналы, различающиеся по форме . В цифровых многоканальных системах с разделением по форме используют ортогональные последовательности в виде функций Уолша. Обобщением разделения по форме, являются асинхронно-адресные системы связи (ААСС). В таких системах легко реализуются резервы пропускной способности, возникающие за счет «мало активных» абонентов. Так, например, можно организовать 1000-канальную систему связи, в которой одновременно ведут передачу любые 50-100 абонентов из тысячи .

При комбинированном методе разделения групповой сигнал представляет собой отображение определенных комбинаций дискретных канальных сообщений посредством чисел, соответствующих номеру комбинации. Эти числа могут передаваться с помощью сигналов дискретной модуляции любого вида. Например, для двоичных кодов (m=2) и числе каналов N=2 групповое сообщение может принимать возможных значения, соответствующих различным комбинациям нулей и единиц:00, 01, 10, 11. Для N -канальных систем потребуется различных значений модулируемого параметра (частоты, фазы). В общем случае можно модулировать одновременно несколько параметров переносчика, например, амплитуду и фазу, частоту и фазу и т. д. Структурная схема многоканальной системы с комбинационным (кодовым) разделением (уплотнением) представлена на рис.11.3.

Рис.11.3. Структурная схема многоканальной системы с комбинационным уплотнением

В последнее время большой интерес проявляется к системам амплитудно-фазовой модуляции (АФМ), которые можно реализовать схемой квадратурной модуляции. В системах АФМ в течение интервала передачи одного элементарного сигнала его фаза и амплитуда принимают значения, выбранные из ряда возможных дискретных значений амплитуд и фаз. Каждая комбинация значений амплитуды и фазы отображает один из многопозиционных сигналов группового сигнала с основанием кода . Сигналы АФМ можно формировать также путем многоуровневой амплитудной и фазовой модуляции двух квадратурных (сдвинутых по фазе на ) колебаний несущей частоты .

В последние годы успешно развивается также теория сигнально-кодовых конструкций (СКК), направленная на повышение скорости передачи и помехоустойчивости при существенных ограничениях на энергетику и занимаемую полосу частот. Вопросы теории СКК рассмотрены в главе 11 .

Л Е К Ц И Я № 16

Тема:

Текст лекции по дисциплине: «Теория электрической связи»

Г. Калининград 2013 г.

Текст лекции № 27

по дисциплине: «Теория электрической связи»

«Частотное, временное и фазовое разделение сигналов»

Введение

Самым дорогим элементом системы связи является линия связи. В системах передачи общей средой могут быть коаксиальные, симметричные или оптические кабели, воздушные кабели связи или радиолинии. Возникает необходимость уплотнять физической цепи, передавая по ним одновременно информацию от нескольких оконечных средств связи. Уплотнение линии связи осуществляется посредством аппаратуры уплотнения, которая совместно со средой передачи образует многоканальную систему передачи.

Многоканальной системой передачи (МСП) называется совокупность технических средств, обеспечивающих одновременную и независимую передачу двух и более сигналов по одной физической цепи или линии связи.

В многоканальной электросвязи применяются МСП с частотным разделением каналов (ЧРК) и МСП с временным разделением каналов (ВРК). Кодовое разделение каналов находит применение в подвижных системах радиосвязи.

При ЧРК за каждым каналом связи закрепляется определенный спектр (полоса) частот. При ВРК в линию связи передаются импульсные последовательности очень коротких импульсов, содержащие информацию о первичных сигналах и сдвинутые относительно друг друга по времени.

МСП с ЧРК являются аналоговыми, а МСП с ВРК – цифровыми системами.

Для этих целей создаются системы с множественным доступом и уплотнением. Именно такие системы лежат в основе современной связи.

Частотное разделение сигналов

Функциональная схема простейшей системы многоканальной связи с разделением каналов по частоте представлена на Рис. 1

В зарубежных источниках для обозначения принципа частотного разделения каналов (ЧРК) используется термин Frequency Division Multiply Access (FDMA).

Сначала в соответствии с передаваемыми сообщениями первичные (индивидуальные) сигналы, имеющие энергетические спектры , ,..., модулируют поднесущие частоты каждого канала. Эту операцию выполняют модуляторы , ,..., канальных передатчиков. Полученные на выходе частотных фильтров , ,..., спектры канальных сигналов занимают соответственно полосы частот , ,..., , которые в общем случае могут отличаться по ширине от спектров сообщений , ,..., . При широкополосных видах модуляции, например, ЧМ ширина спектра , т.е. в общем случае . Для упрощения будем считать, что используется АМ-ОБП (как это принято в аналоговых СП с ЧРК), т.е. и .

Проследим основные этапы образования сигналов, а также изменение этих сигналов в процессе передачи (Рис. 2).

Будем полагать, что спектры индивидуальных сигналов конечны. Тогда можно подобрать поднесущие частоты w K так, что полосы ,..., попарно не перекрываются. При этом условии сигналы ; взаимно ортогональны.

Затем спектры , ,..., суммируются и их совокупность поступает на групповой модулятор (). Здесь спектр с помощью колебания несущей частоты переносится в область частот, отведенную для передачи данной группы каналов, т.е. групповой сигнал преобразуется в линейный сигнал . При этом может использоваться любой вид модуляции.

На приемном конце линейный сигнал поступает на групповой демодулятор (приемник П), который преобразует спектр линейного сигнала в спектр группового сигнала . Спектр группового сигнала затем с помощью частотных фильтров , ,..., вновь разделяется на отдельные полосы , соответствующие отдельным каналам. Наконец, канальные демодуляторы Д преобразуют спектры сигналов в спектры сообщений , предназначенные получателям.

Из приведенных пояснений легко понять смысл частотного способа разделения каналов. Поскольку всякая реальная линия связи обладает ограниченной полосой пропускания, то при многоканальной передаче каждому отдельному каналу отводится определенная часть общей полосы пропускания.

На приемной стороне одновременно действуют сигналы всех каналов, различающиеся положением их частотных спектров на шкале частот. Чтобы без взаимных помех разделить такие сигналы, приемные устройства должны содержать частотные фильтры. Каждый из фильтров должен пропустить без ослабления лишь те частоты , которые принадлежат сигналу данного канала; частоты сигналов всех других каналов фильтр должен подавить.

На практике это невыполнимо. Результатом являются взаимные помехи между каналами. Они возникают как за счет неполного сосредоточения энергии сигнала k-го канала в пределах заданной полосы частот , так и за счет неидеальности реальных полосовых фильтров. В реальных условиях приходится учитывать также взаимные помехи нелинейного происхождения, например за счет нелинейности характеристик группового канала.

Для снижения переходных помех до допустимого уровня приходится вводить защитные частотные интервалы (Рис. 3).

Так, например, в современных системах многоканальной телефонной связи каждому телефонному каналу выделяется полоса частот кГц, хотя частотный спектр передаваемых звуковых сигналов ограничивается полосой от

Если рассмотреть простейшую сеть, состоящую из двух пунктов А и Б, между которыми организовано N цифровых каналов (здесь не оговаривается каким образом), то независимая передача сигналов по этим каналам возможна, если эти каналы разделены между собой. Возможны следующие способы разделения каналов между двумя пунктами:

Пространственное разделение (space division), использующее различные передающие среды для организации каналов;

Временное разделение (time division), осуществляющее передачу цифровых сигналов в разные временные интервалы в различных каналах;

Кодовое разделение (code division), при котором разделение происходит путем приме­нения конкретных значений кодов для каждого сигнала;

Разделение по длине волны, при котором цифровые сигналы передаются по цифро­вым каналам, организованным на различных длинах волн в оптическом кабеле;

Разделение по моде при организации канала на различных типах электромагнитной волны (модах) полых волноводов и оптического кабеля;

Разделение по поляризации электромагнитной волны полых волноводов и оптическо­го кабеля.

Во всех случаях разделение каналов между двумя узлами не предполагает наличие еди­ной среды распространения электромагнитного сигнала. Для передачи сигналов в одной среде распространения разделенные по тому или иному признаку (кроме пространственно­го) каналы с помощью операции объединения (мультиплексирования) группируются, обра­зуя цифровую систему передачи (ЦСП).

В цифровых системах коммутации (ЦСК) такое объединение и разделение сигналов чаще всего происходит с помощью временного мультиплексирования (time division multi­plexing). Временное мультиплексирование в настоящее время является важной составной частью не только ЦСП, но и ЦСК, и играет определяющую роль особенно на стыке этих систем. В телефонии временное мультиплексирование определяется как инструмент для распределения (разделения и объединения) телефонных каналов во времени при передаче по одной физической линии связи. При этом используется один из видов импульсной моду­ляции. Каждый импульс соответствует сигналу одного из каналов, сигналы от разных кана­лов передаются последовательно.

Принцип временного объединения сигналов показан на рис. 1.8, где изображен вращающийся коммутатор К (в центре), попеременно подключающийся к выходам по­следовательности каналов. К выходу канала 1 коммутатор подключается в момент времени t, к выходу канала 2 в момент времени t 2 , к выходу канала N в момент времени t N , после чего процесс повторяется. Результирующий вы­ходной сигнал будет состоять из последовательности сиг­налов разных каналов, смещенных друг относительно друга на время At.

Разделение сигналов на приемной стороне будет про­исходить аналогично: вращающийся коммутатор пооче­редно подключается к каналам, передавая первый сигнал в канал номер 1, второй - в канал номер 2 и т.д. Очевид­но, что работа коммутаторов на приемной и передающей стороне должна определенным образом синхронизиро­ваться, чтобы сигналы, пришедшие по линии, направля­лись в необходимые каналы. На рис. 1.9 представлены временные диаграммы для случая объединения трех ка­налов, по которым передаются амплитудно - импульсно модулированные сигналы.

Как указывалось выше, в ЦСП используются ИКМ сигналы, представляющие собой цифровые кодовые по­следовательности, состоящие из нескольких бит.

Времен­ное объединение нескольких ИКМ сигналов - это объеди­нение кодовых последовательностей, поступающих от различных источников, для совместной передачи по об­щей линии, при котором линия в каждый момент времени предоставляется для передачи только одной из поступив­ших кодовых последовательностей.

Временное объединение ИКМ сигналов характеризу­ется рядом параметров. Цикл временного объединения есть совокупность следующих друг за другом интервалов времени, отведенных для передачи ИКМ сигналов, по­ступающих от различных источников. В цикле временно­го объединения каждому ИКМ сигналу выделен кон­кретный интервал времени, положение которого может быть определено однозначно. Поскольку обычно каждый сигнал соответствует своему каналу передачи, то такой интервал времени, отведенный для передачи одного кана­ла, называют канальным интервалом (КИ). Выделяют два типа цикла - основной, продолжительность которого рав­на периоду дискретизации сигнала, и сверхцикл - повто­ряющаяся последовательность следующих друг за другом основных циклов, в которой положение каждого из них определяется однозначно.

Рис. 1.8. Круговая интерпретация временного мультиплексирования

Рис. 1.9. Временное объединение

При построении ИКМ аппаратуры используют однородное временное объединение ИКМ сигналов, при котором скорости передачи кодовых слов объединяемых ИКМ сигналов одинаковы. Это дает возможность производить погрупповое объединение ИКМ сигналов и строить на основе этого иерархические системы передачи ИКМ сигналов.

Кодовое разделение и демодуляция сигналов в системах радиосвязи

1. ПРИНЦИП РАБОТЫ СИСТЕМ РАДИОСВЯЗИ С КОДОВЫМ РАЗДЕЛЕНИЕМ СИГНАЛОВ

Принцип работы системы сотовой связи с кодовым разделением каналов можно пояснить на таком простом примере. Предположим, что вы находитесь в большом ресторане или магазине, где непрерывно разговаривают на разных языках. Несмотря на окружающий шум (многоголосье), вы понимаете своего партнера, если он говорит на одном с вами языке. На самом деле, в отличие от других цифровых систем, которые делят отведенный диапазон на узкие каналы по частотному (FDMA) или временному (TDMA) признаку, в стандарте CDMA передаваемую информацию кодируют и код превращают в шумоподобный широкополосный сигнал так, что его можно выделить снова, только располагая кодом на приемной стороне. При этом одновременно в широкой полосе частот можно передавать и принимать множество сигналов, которые не мешают друг другу. Центральными понятиями метода многостанционного доступа с кодовым разделением каналов в реализации компании Oualcomm являются расширение спектра методом прямой последовательности (Direct Sequence Spread Spectrum), кодирование по Уолшу (Walsh Coding) и управление мощностью.

Широкополосной называется система, которая передает сигнал, занимающий очень широкую полосу частот, значительно превосходящую ту минимальную ширину полосы частот, которая фактически требуется для передачи информации. Так например, низкочастотный сигнал может быть передан с помощью амплитудной модуляции (AM) в полосе частот, в 2 раза превосходящей полосу частот этого сигнала. Другие виды модуляции, такие как частотная модуляция (ЧМ) с малой девиацией и однополосная AM, позволяют осуществить передачу информации в полосе частот, сравнимой с полосой частот информационного сигнала. В широкополосной системе исходный модулирующий сигнал (например, сигнал телефонного канала) с полосой всего несколько килогерц распределяют в полосе частот, ширина которой может быть несколько мегагерц. Последнее осуществляется путем двойной модуляции несущей передаваемым информационным сигналом и широкополосным кодирующим сигналом.

Основной характеристикой широкополосного сигнала является его база В, определяемая как произведение ширины спектра сигнала F на его период Т.

В результате перемножения сигнала источника псевдослучайного шума с информационным сигналом энергия последнего распределяется в широкой полосе частот, т. е. его спектр расширяется.

Метод широкополосной передачи был открыт К.Е, Шенноном, который первым ввел понятие пропускной способности канала и установил связь между возможностью осуществления безошибочной передачи информации по каналу с заданным отношением сигнал/шум и полосой частот, отведенной для передачи информации. Для любого заданного отношения сигнал/шум малая частота ошибок при передаче достигается при увеличении полосы частот, отводимой для передачи информации.

Следует отметить, что сама информация может быть введена в широкополосный сигнал несколькими способами. Наиболее известный способ заключается в наложении информации на широкополосную модулирующую кодовую последовательность перед модуляцией несущей для получения широкополосного шумоподобного сигнала ШПС (рис. 1).

Узкополосный сигнал умножается на псевдослучайную последовательность (ПСП) с периодом Т, состоящую из N бит длительностью r 0 каждый. В этом случае база ШПС численно равна количеству элементов ПСП.

Этот способ пригоден для любой широкополосной системы, в которой для расширения спектра высокочастотного сигнала применяется цифровая последовательность.

Сущность широкополосной связи состоит в расширении полосы частот сигнала, передаче широкополосного сигнала и выделении из него полезного сигнала путем преобразования спектра принятого широкополосного сигнала в первоначальный спектр информационного сигнала.

Перемножение принятого сигнала и сигнала такого же источника псевдослучайного шума (ПСП), который использовался в передатчике, сжимает спектр полезного сигнала и одновременно расширяет спектр фонового шума и других источников интерференционных помех. Результирующий выигрыш в отношении сигнал/шум на выходе приемника есть функция отношения ширины полос широкополосного и базового сигналов: чем больше расширение спектра, тем больше выигрыш. Во временной области - это функция отношения скорости передачи цифрового потока в радиоканале к скорости передачи базового информационного сигнала. Для стандарта IS-95 отношение составляет 128 раз, или 21 дБ. Это позволяет системе работать при уровне интерференционных помех, превышающих уровень полезного сигнала на 18 дБ, так как обработка сигнала на выходе приемника требует превышения уровня сигнала над уровнем помех всего на 3 дБ. В реальных условиях уровень помех значительно меньше. Кроме того, расширение спектра сигнала (до 1,23 МГц) можно рассматривать как применение методов частотного разнесения приема. Сигнал при распространении в радиотракте подвергается замираниям вследствие многолучевого характера распространения. В частотной области это явление можно представить как воздействие режекторного фильтра с изменяющейся шириной полосы режекции (обычно не более чем на 300 кГц). В стандарте AMPS это соответствует подавлению десяти каналов, а в системе CDMA подавляется лишь около 25% спектра сигнала, что не вызывает особых затруднений при восстановлении сигнала в приемнике.

2. ИСПОЛЬЗОВАНИЕ СОГЛАСОВАННЫХ ФИЛЬТРОВ ДЛЯ ДЕМОДУЛЯЦИИ СЛОЖНЫХ СИГНАЛОВ

Составные сигналы, используемые в системах с кодовым разделением каналов, помимо большой базы, характеризуются большой избыточностью, поскольку все элементарные сигналы, служащие для передачи одного символа двоичного кода, переносят одну и ту же информацию.

Прием этих сигналов, как и прием любых сигналов с избыточностью, можно осуществлять поэлементно или в целом. Для систем, где применяются ШПС, характерен прием в целом. Только при обработке составного сигнала в целом возможно, в частности, осуществить раздельный прием лучей при многолучевом распространении и реализовать полностью другие преимущества связи посредством ШПС.

Прием ШПС, как, впрочем, и любых других сигналов осуществляется с помощью оптимальных приемников, минимизирующих вероятность ошибки. Известно, что структура оптимального приемника зависит от вида модуляции, а также от того, какое количество параметров сигнала известно в точке приема (когерентный или некогерентный прием и т.п.). Однако в любом случае в состав оптимального приемника входит коррелятор или согласованный фильтр и решающее устройство. Рассмотрим использование СФ для приема фазоманипулированных шумоподобных сигналов ФМШПС (рис.2), являющихся широко распространенной разновидностью сложных сигналов.

Согласованный фильтр (рис.2) согласован с ШПС, который переносит информацию.

Если использовать ШПС Uk(t), то импульсная реакция СФ

где а - некоторая постоянная; Т - длительность ШПС.

Допустим, что для передачи "1" информационной последовательности используется сигнал Uk(t), а для передачи "О" используется противоположный сигнал -Uk(t) (передача (активной паузой).

В качестве ШПС выберем код Баркера (Nэ=7). Тогда

Форма сигнала Uk(t) показана на рис.3. Согласованные фильтры могут быть аналоговыми и дискретными. Многочастотные ШПС обрабатываются в многоканальных СФ, а для составных сигналов типа ФМШПС используют СФ, которые строятся на основе многоотводной линии задержки (МЛЗ). В качестве МЛЗ применяют отрезки коаксиального кабеля, ультразвуковые линии задержки с использованием поверхностных акустических волн (ПАВ). Известны также дискретно-аналоговые СФ на приборах с зарядовой связью (ПЗС). Полоса пропускания МЛЗ должна быть не меньше ширины спектра ШПС.

Если в дискретном СФ отсчеты преобразовать с помощью АЦП в кодовые группы, то фильтр превращается в цифровой СФ. Для реализации цифровых СФ предполагается использовать специализированные большие и сверхбольшие интегральные микросхемы (БИС и СБИС). Согласованный фильтр обладает свойством инвариантности относительно амплитуды, временного положения и начальной фазы сигнала.

На рис.3 представлен аналоговый линейный СФ на МЛЗ. Вследствие показанному на рис.3 включению фазовращателей (ФВ) такой фильтр согласован с кодовой последовательностью Бартера (N Э =7).

Подобный метод приема можно использовать тогда, когда известны форма сигнала Uk(t), момент начала и окончания интервала и несущая частота ВЧ колебания. Неизвестна только начальная фаза несущей, но она одинакова у всех элементов составного сигнала (рис.2). В этом случае говорят о некогерентном приеме с когерентным накоплением. Некогерентность приема связана с тем, что на вход стробирующего устройства СУ подается не сам сигнал, а его огибающая. Таким образом, СФ реализует оптимальный метод приема известного сигнала с неопределенной фазой.

На рис.4,а показано напряжение на выходе СФ Ucф(t), которое повторяет в масштабе реального времени автокорреляционную функцию ШПС, с которым согласован фильтр. Сравнение рис.2 с рис.4,а позволяет убедиться в том, что СФ оказывает значительное влияние на ШПС, и отклик фильтра, повторяя АКФ сигнала, мало похож на сам сигнал, действующий на входе СФ.

На рис.4, 6 представлено напряжение на выходе детектора огибающей.